При введені сильного додатного зворотного зв`язку магнітний підсилювач, як і будь-який інший підсилювач, переходить в релейний режим. Статична характеристика підсилювача в цьому режимі характеризується наявністю ділянки з від`ємним нахилом. При введені в схему додаткових реактивних елементів в підсилювачі можуть виникнути коливання, що незатухають. Такий пристрій представляє собою генератор частоти ‑ джерело напруги змінного струму визначеної частоти. Найпростіша схема магнітного генератора приведена на рис.3.5.1. Напруга зміщення в схемі потрібна для установки робочої точки, відносно якої відбуваються коливання на середині лінійної ділянки статичної характеристики підсилювача.
Частота генерованих коливань wг визначається резонансною частотою кола зворотного зв`язку:
wг = 
Рис. 3.5.1. Схема магнітного генератора частоти
Частотою коливань зручніше керувати шляхом зміни величини ємності конденсатора С. Як показали теоретичні і експериментальні дослідження, діапазон стійкої роботи магнітних генераторів частоти приблизно дорівнює 0.03 — 0.3 частоти джерела живлення.
Магнітні генератори використовуються, зазвичай, як джерела низьких частот до звукового діапазону, де використання напівпровідникових пристроїв може зустріти ускладнення. Магнітні генератори відрізняються високою надійністю і можуть бути виготовлені на будь-яку вихідну потужність.
При створенні магнітних генераторів низьких частот часто використовують і ферорезонансні явища. Схеми таких ферорезонансних генераторів частот приведені на рис.3.5.2. Схема, зображена на рис. 3.5.2,а, відрізняється від схеми, приведеної на рис.3.5.2,б, наявністю додаткових закорочених обмоток w0, з`єднаних аналогічно обмоткам керування дроселя.
Роль цих обмоток полягає у затримці перехідних процесів, які виникають в керованому дроселі при зміні напруги керування Uу або змінної напруги U~ . В схемі (рис.3.5.2,б) роль закорочених обмоток w0 виконує контур робочих обмоток. Навантаження Rн вмикається в коло робочих обмоток або безпосередньо (рис.3.5.2,а), або через випрямляч (рис.3.5.2,б).
Необхідними умовами для виникнення стійких низькочастотних коливань є такі:
1) наявність на статичній характеристиці ділянки з від’ємною крутизною;
2) наявність суттєвої затримки в перехідних процесах при раптовій зміні стану схеми.
Рис. 3.5.2. Схеми ферорезонансних генераторів частоти напруги
Процеси, що проходять в ферорезонансних низькочастотних генераторах, носять досить складний характер, який повною мірою досліджений в роботах Л.А.Бєссонова і В.Є.Боголюбова.
Відзначимо лише, що оскільки час нарощування та спаду струму суттєво відрізняється, форма коливань далека від синусоїдальної.
Частота коливань визначається, головним чином, сталою часу замкненого контуру, створеного обмотками w0 (тобто відношенням індуктивності обмоток до їх активного опору), і зменшується з ростом цієї сталої часу.
В потужних ферорезонансних генераторах при частоті напруги живлення 50 Гц мінімальні значення частоти досягають порядку 0.02 – 0.04 Гц. Подібні генератори виконують на десятки кіловат і використовуються, зокрема, для отримання миготливого світла в сигнальних пристроях. Зміна частоти коливань здійснюється зазвичай шляхом зміни активного опору в колі закорочених обмоток, а в невеликих межах – за рахунок зміни величини постійного струму Іу.
Помножувачі та подільники частоти
Основне призначення помножувачів частоти – підвищення частоти джерел живлення. Як відомо, підвищення частоти живлення магнітних підсилювачів є найбільш радикальним засобом поліпшення їх параметрів – підвищення швидкодії, зменшення габаритів. Помножувачі частоти використовують для живлення високочастотних пристроїв індукційного нагріву, зварювання і т. п.
Існують десятки різних схем помножувачів та подільників частоти за допомогою феромагнітних осердь. Множення та ділення частоти в парне число раз зазвичай досягається в схемах, де осердя додатково підмагнічуються постійним магнітним полем. (Мова про це йшла при розгляді роботи магнітних модуляторів з виходом на другій гармоніці в гл.2.6). Якщо в цих схемах замість вхідного сигналу подати постійне підмагнічування, яке дорівнює максимальному сигналу, то отримаємо найпростішу схему подвоювача частоти. Найбільш широко розповсюджені мостові схеми подвоювачів частоти, які зображені на рис.3.5.3. Ці схеми працюють за тим же принципом, що і модулятори на другій гармоніці. Напруга основної частоти на виході цих схем дорівнює нулю, оскільки мости зрівноважені за частотою і живленням. Постійна підмагнічування Uзм створює в осердях другу та інші парні гармоніки індукції. Вони наводять в робочих обмотках ЕРС , які додаються на вихідних затискачах.
На відміну від схеми, зображеної на рис.3.5.3,а, схема, що приведена на рис.3.5.3,б, не потребує трансформатори живлення і, відповідно, має більший ККД, однак вихід та вхід помножувача гальванічно пов’язані.
Суттєвим недоліком розглянутих схем подвоювачів частоти є низький cosj на вході схеми навіть при чисто активному опорі навантаження. Тому при значній потужності подвоювачів доцільно передбачати під’єднання конденсаторів на вході схеми.
Цікаво відмітити, що в схемах рис.3.5.3 вхід і вихід можна поміняти місцями; це дозволить використовувати їх не тільки в якості помножувачів, але й подільників частоти.
ККД розглянутих схем подвоювачів частоти досить високий — досягає 90% та вище. Для отримання трифазної напруги подвоєної частоти
Рис. 3.5.3. Схеми подвоювачів частоти
застосовують три однофазні схеми, які живляться від трифазної мережі.
Розглянемо деякі загальні принципи побудови помножувачів частоти в непарне число раз.
В усіх електромагнітних помножувачах частоти внаслідок великої величини прикладеної напруженості намагнічуваного поля виникає нелінійний характер процесів намагнічення феромагнітних осердь, що призводить до утворення напруг, струмів або магнітних потоків із значним вмістом вищих гармонік. Електромагнітні помножувачі відрізняються один від одного в основному методами, які використовуються для виділення потрібної вищої гармоніки і усунення небажаних гармонік, враховуючи і першу.
За суттю всі методи, які використовуються, можна розділити на дві великі групи: резонансні та компенсаційні методи. Резонансні методи зводяться до того, що необхідні гармоніки виділяються за допомогою відповідних коливальних контурів, налаштованих на частоти цих гармонік. В компенсаційних методах небажані гармоніки на виході множника усуваються шляхом їх компенсації рівними за величиною та протилежними за фазою гармоніками. Нерідко в помножувачах одночасно користуються обома методами.
На рис.3.5.4,а приведена схема пристрою, в якому використовується резонансний метод. Осердя дроселя Lдр працює в умовах сильного насичення, завдяки чому в його вторинній обмотці індуктуються імпульси напруги, які містять великий відсоток вищих гармонік. Резонансний контур, який утворюється дроселем з постійною індуктивністю L2 та конденсатором С2, настроюється в резонанс на частоту nf гармоніки, що виділяється. Для настройки первинного кола дроселя в резонанс із частотою напруги живлення (для усунення вищих гармонічних складових) в це коло вмикають дросель з постійною індуктивністю L1 та конденсатор С1. Цей пристрій дозволяє виділити до 15-25-ої гармоніки, особливо на підвищених частотах, для яких легше отримати високу добротність коливальних контурів.
На рис.3.5.4,б приведена схема потроювача частоти, в якому поряд з настройкою вихідного кола в резонанс на третю гармоніку (подібно до пристрою рис. 3.5.4,а), також здійснюється компенсація першої гармоніки напруги, яка індуктується у вторинній обмотці основного нелінійного дроселя. З цією метою послідовно з первинною обмоткою даного дроселя вмикають первинну обмотку лінійного (який не насичується) трансформатора Lл. Вторинні обмотки дроселя і трансформатора вмикають зустрічно. Якщо первинний струм і синусоїдальний, то вихідна напруга дроселя містить першу і вищі гармоніки, в той час, як напруга на виході лінійного компенсаційного трансформатора містить лише першу гармоніку. Вихідне коло настроюють в резонанс тому, що зазвичай не досягається повна взаємна компенсація перших гармонік, а також – для підвищення відношення третьої гармоніки до небажаних більш високих гармонік.
Найкраща компенсація небажаних гармонік досягається при наявності симетричного багатофазного джерела живлення. В якості останнього можна використовувати трифазну мережу змінного струму, або перетворювач числа фаз.
Припустимо, що маємо трифазне джерело, від кожної фази якого періодично насичуються осердя дроселів, які є генераторами вищих гармонік (рис. 3.5.5,а). Всі дроселі мають однакові параметри, а їхні вторинні обмотки з’єднані послідовно. ЕРС основної частоти, які індуктуються у вторинні обмотки, зсунені на 120° і тому взаємно зрівноважуються. Виникаючи внаслідок насичення осердь, ЕРС потрійної частоти зсунуті відповідно на кут в три рази більший, тобто співпадають по фазі один з одним, і, складаючись, утворюють вихідну напругу. Крім третьої гармоніки на виході існують і інші гармоніки, кратні трьом, але відносна амплітуда їх, зазвичай, мала.
На рис. 3.5.5,б зображена схема потроювача частоти, яка побудована на основі метода компенсації. Вона складається з трьох дроселів з насиченими осердями і трансформатора. Наявність нелінійностей створює вищі гармоніки в кривих струму первинних обмоток трансформатора. Магнітний потік в осерді трансформатора визначається сумою намагнічувальних сил, які створюються трьома первинними фазовими обмотками.
Сума намагнічувальних сил, створених першими гармоніками струмів, що зсунені на 120°, дорівнює нулю. Намагнічувальні сили третіх гармонік, навпаки, співпадають за фазою і, складаючись, створюють в осерді трансформатора потік потроєної частоти, який і наводить ЕРС во вторинній обмотці.
Як і в схемах подвоювачів частоти, на вході всіх розглянутих схем з метою підвищення cosj доцільно вмикати конденсатори. Схеми рис. 3.5.4 дають значно більш викривлену форму вихідної напруги, в основному, через неможливість повною мірою усунути основну частоту.
Найбільше розповсюдження на практиці отримала схема потроювача частоти, що зображена на рис.3.5.5,а, через особливу простоту. ККД всіх розглянутих потроювачів частоти досягає 90% і вище.
В наведених на рис.3.5.5 схемах потроювачів частоти багатофазне джерело використане для побудови помножувачів частоти за компенсаційним методом. Використовуючи методи перетворення числа фаз джерела, можна побудувати помножувачі в будь-яке число раз. Множення частоти в будь-яке число раз, кратне двом і трьом, можна також здійснити шляхом каскадного з’єднання подвоювачів і потроювачів частоти.
З теорії перемагнічування феромагнітного осердя двома паралельними полями різних частот wp і wq відомо, що у відповідних колах з осердям можуть виникнути комбінаційні частоти типу mwp + nwq , де m і n – цілі числа. М.А.Розенблат показав, що для перетворювачів частоти справедливе таке можливе відношення частот:
(3.5.1)
З формули видно, що феромагнітне осердя можна використовувати не тільки для підвищення (множення) частоти, але й для ділення частоти (при n+1>m). При цьому, якщо m=1, то частота ділиться на ціле число раз, тобто виникають субгармонійні коливання. В прикладах, які розглядаються, за суттю має місце параметричний резонанс, тобто таке збудження коливань в електричному колі, яке зумовлене періодичною зміною одного з його параметрів. Таким параметром в даному випадку є індуктивність обмоток.
Рис.3.5.4. Схеми помножувачів частоти
Рис.3.5.5. Схеми потроювачів частоти
Рис. 3.5.6. Схеми подільників частоти
В даному випадку не розглядаються умови підсилення, самозбудження та області існування параметричних коливань, які залежать від конкретних характеристик осердя та параметрів електричних кіл. Відмітимо лише, що збудження параметричних коливань відбувається тим легше і область стійких коливань стає тим ширшою, чим менша сума коефіцієнтів (m+n). Тому найбільше застосування отримали схеми, для яких m=1 і n=1, що, згідно формули (3.5.1), відповідає поділу частоти на два: wq=wp/2. Магнітні подільники частоти на двоє розповсюджені в автоматиці, вимірювальній техніці, а також в обчислювальній техніці у вигляді параметронів.
На рис.3.5.6. приведені найпростіші схеми магнітних подільників частоти. В цих схемах, як і в магнітних модуляторах з виходом на основній частоті, наявність намагнічування постійним струмом (рис.3.5.6,а) Uзм або струмом однонапівперіодного збудження (рис.3.5.6,б) призводить до того, що індуктивність обмоток w2 змінюється з частотою джерела живлення 2f. Якщо для деякого середнього значення індуктивності обмоток w2 настроїти їх в резонанс на частоту f за допомогою конденсатора C, то в пристроях, схеми яких приведені на рис.3.5.6, буде мати місце параметричне збудження з цією частотою. Обмотки w1 і wзм в схемі рис.3.5.6,а можуть бути з’єднані. Опір Zзм потрібен для обмеження величини змінного струму, який наводиться в колі підмагнічування. В схемах рис.3.5.6 використовуються два осердя для зменшення зв’язку між колами живлення і виходу. Вихідна напруга половинної частоти може бути знята або з затискачів w2, або з конденсатора С, чи з затискачів обмоток w3, індуктивно зв’язаних з w2. Для того щоб в схемі почався процес параметричного збудження коливань, в контурі повинен бути деякий початковий струм, який в подальшому буде “розкачуватись” під дією періодичної зміни індуктивності контуру. В подільниках частоти на два цей початковий імпульс струму в контурі виникає при подачі напруги на робочі обмотки w1 за рахунок невеликої різниці ЕРС, які при цьому наводяться в обмотках, і деякої неідентичності осердь.
Якщо настроїти резонансний контур на частоту f/3, отримаємо подільник частоти на три. При цьому не потрібне постійне підмагнічування. Однак процес ділення на три менш стійкий, ніж на два, оскільки вужче діапазон зміни параметрів схеми, в якому забезпечується стійке параметричне збудження схеми. Щоб в подільнику частоти на три почався процес параметричного збудження, потрібен більш потужний початковий імпульс струму в контурі, ніж в подільнику на два. Зазвичай він подається зовні від спеціального пристрою.
Крім розглянутих схем подільників частоти на практиці широко застосовуються схеми ділення частоти повторення імпульсів.
В деяких випадках частоту повторення періодичних імпульсів сигналів зручніше понижувати не подільниками частоти, а за допомогою лічильників. Якщо сигнали на виході пристрою повторюються через рівні проміжки часу, то останній зазвичай називають подільником частоти; якщо ж вихідні сигнали розділені невизначеними проміжками часу, то цей пристрій називають лічильником. Таким чином, всякий лічильник може бути подільником частоти, але не навпаки.
Подільники частоти, як правило, використовуються для побудови різноманітних синхронізаторів. Ці пристрої мають один вхід і декілька виходів, на яких можуть бути отримані синхронізовані імпульси з декількома різними частотами повторення.
Оскільки подільники частоти пристосовані до перетворення частоти повторення періодичних сигналів, їх можна виконувати не тільки на пристроях, які мають деякі стійкі стани, але і на пристроях, здатних синхронізуватися імпульсами управління.
Лічильники імпульсів можуть бути виконані тільки на пристроях, які мають декілька стійких станів, з використанням різних принципів.
Електричні лічильники будують на основі принципу “поштучного” підрахунку електричних сигналів або на основі принципу “вагового” підрахунку. В першому випадку як лічильні елементи використовують пристрої, що мають релейну властивість, які під дією чергового імпульсу переходять з одного стійкого стану в інший. В другому випадку як лічильний елемент застосовують накопичувачі електричної або магнітної енергії. Цими накопичувачами здійснюється підсумовування енергії, яку несе кожен лічильний імпульс. Лічильники імпульсів з магнітним накопичувачем отримали значне розповсюдження завдяки своїй простоті та надійності.
На рис.3.5.7,а,б наведені структурна схема та часові діаграми лічильника з магнітним накопичувачем. Обмотка осердя з магнітного матеріалу з прямокутною петлею гістерезису під’єднана до імпульсного джерела напруги (або до синусоїдального джерела через випрямляч). Вольт-секундну площу кожного імпульсу вибирають із розрахунку, що зміна потоку в осерді за час дії імпульсу визначається як (N – коефіцієнт ділення).
Рис. 3.5.7. Схема та часові діаграми лічильника
з магнітним накопичувачем
На рис.3.5.7, в зображена робота схеми ділення на п’ять. Перший імпульс змінює рівень магнітного стану осердя від точки а до точки б на петлі гістерезису. Завдяки прямокутності петлі гістерезису осердя запам’ятовує досягнутий стан і після припинення імпульсу. Другий імпульс змінює рівень потоку від б до в і т.п. Після четвертого імпульсу, який надходить на вхід схеми, осердя досягає стану насичення (точка д), тому подальша дія імпульсів не призводить до зміни магнітного потоку. П’ятий імпульс може бути виявлений на виході схеми. Контроль і повернення магнітного потоку в початковий стан зазвичай здійснюється спеціальним пристроєм, у якому нерідко використовуються транзистори Т (див. рис.3.5.7, а). Таким чином, використовуючи магнітне осердя з ППГ, можна виконувати досить прості та надійні в роботі ступеневі лічильники імпульсів.
Основною проблемою в лічильниках з магнітними накопичувачами є спосіб розпізнавання моменту переходу осердя від одного насиченого стану до другого. Від роздільної здатності пристрою розпізнавання насичених станів осердя, а також стабільності параметрів імпульсів залежить максимально допустимий коефіцієнт лічби лічильного пристрою.
Перетворювачі числа фаз
Рис. 3.5.8. Перетворювач однофазного струму в трифазний
Помножувачі та подільники числа фаз необхідні в тих випадках, коли джерело живлення та навантаження мають різні числа фаз. На рис.3.5.8,а на-ведена найбільш розповсюджена схема перетворювача однофазного струму в
трифазний. На рис.3.5.8,б наведена векторна діаграма, яка відповідає цій схемі у випадку чисто активного навантаження; при чому лінійний дросель L та конденсатор С повинні мати однаковий за величиною реактивний опір. Ця схема придатна при будь-якому cosj навантаження. Значення L i C визначаються за формулами:
L = 
(Гн);
C = 
(Ф),
де P – повна потужність трифазного навантаження;
U – лінійна напруга;
j – фазовий зсув між напругою і струмом навантаження.
Навантаження може бути з’єднане як в трикутник, так і в зірку.
Якщо потрібно змінити вихідну напругу, в схему вводять трансформатор. Оскільки перетворювач складається з двох реактивних опорів, теоретичний ККД схеми близький до 100%. Тому її можна застосовувати при великих потужностях (до багатьох сотень кіловольтампер і більше).
Рис. 3.5.9. Перетворювач числа фаз
Симетрія і величина вихідної напруги перетворювача залежать від величини і cosj навантаження та від напруги і частоти живлення, що випливає з наведених формул. Тому, якщо навантаження або параметри живлення змінюються, необхідно перебудовувати перетворювач, змінюючи L i C. Для цього зручніше всього застосовувати як L керований дросель з підмагнічуванням. Щоб мати можливість змінювати величину ємності С, послідовно до конденсатора під’єднують ще один невеликий керований дросель, який компенсує частину ємнісного опору С. Сумарним ємнісним реактивним опором
гілки, яка складається з конденсатора С і додаткового дроселя можна таким чином керувати, змінюючи величину індуктивності цього дроселя. Наявність в схемі елементів, якими керують, дозволяє здійснювати автоматичне регулювання вихідних напруг та їх симетрії.
Для множення і ділення числа фаз трифазної системи застосовують трансформаторні схеми, які складаються з одного або декількох трансформаторів, що мають різне число витків. Комбінуючи включення вторинних обмоток, можна отримати систему напруг з будь-яким числом фаз.
Отримані аналогічним способом шести-, дев’яти- та дванадцятифазні напруги застосовують для живлення випрямлячів та феромагнітних помножувачів частоти.
В автоматиці часто використовують двофазні двигуни. Приклад отримання двофазної системи напруг з трифазної наведений на рис.3.5.9,а. Трансформатор Тр1, що живиться від фази А, має дві вторинні обмотки. Одна з них з’єднана послідовно із вторинною обмоткою wА трансформатора Тр2 фази В. Сума напруг на wА і wВ дає напругу, вектор якої перпендикулярний вектору напруги фази А (рис.3.5.9,б).
Окремими випадками подільників числа фаз, що отримали широке розповсюдження, є перетворювачі трифазної системи в однофазну. Їх застосовують для під’єднання потужного однофазного навантаження до трифазної мережі в тих випадках, коли пряме під’єднання навантаження призвело б до недопустимої асиметрії у трифазній системі. Прикладом схеми такого симетрувального пристрою може бути схема перетворювача числа фаз, приведена на рис. 3.5.8,а, якщо в ній поміняти вихід з входом.
Васюра А.С. – книга “Елементи та пристрої систем управління автоматики”